Команда
Контакти
Про нас

    Головна сторінка


Розрахунок коригувальних ланцюгів широкосмугових підсилюючих каскадів на біполярних транзисторах





Скачати 95.22 Kb.
Дата конвертації20.11.2018
Розмір95.22 Kb.
Типтвір

ВСТУП

1. ВИХІДНІ ДАНІ ДЛЯ РОЗРАХУНКУ

2. РОЗРАХУНОК некорректірованного КАСКАДА з загальним емітером

3. РОЗРАХУНОК КАСКАДА з високочастотним Індуктивні КОРЕКЦІЄЮ

4. РОЗРАХУНОК КАСКАДА з емітерний КОРЕКЦІЄЮ

5. КОРЕКЦІЯ спотворення вносяться ВХІДНИХ ЛАНЦЮГОМ

6. УЗГОДЖЕНІ Каскад зі зворотним зв'язком

7. РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З чотириполюсні коригується ланцюгами

8. РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮВАЧІВ З ЧАСТОТНО-розділові ланцюгами

Список використаних джерел


Розрахунок коригувальних ланцюгів ШИРОКОСМУГОВИХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ на біполярних транзисторах

Мета роботи - отримання закінчених аналітичних виразів для розрахунку коефіцієнта посилення, смуги пропускання і значень елементів коригувальних ланцюгів найбільш відомих і ефективних схемних рішень побудови підсилювальних каскадів на біполярних транзисторах (БТ). Основні результати роботи - висновок і подання в зручному для проектування вигляді розрахункових співвідношень для підсилювальних каскадів з простою індуктивного і Істоковий корекціями, з чотириполюсні диссипативними межкаскадной коректує ланцюгами четвертого порядків, для вхідний і вихідний коригувальних ланцюгів. Для всіх схемних рішень побудови підсилювальних каскадів на БТ наведені приклади розрахунку.

ВСТУП

У теорії підсилювачів немає достатньо обгрунтованих доказів переваги використання того чи іншого схемного рішення при розробці конкретного підсилювального пристрою. У зв'язку з цим проектування широкосмугових підсилювачів багато в чому засноване на інтуїції і досвіді розробника. При цьому, різні розробники, частіше за все, по-різному вирішують поставлені перед ними завдання, досягаючи необхідних результатів. Дана робота призначена для початківців розробників широкосмугових підсилювачів і містить: найбільш відомі та ефективні схемні рішення побудови широкосмугових підсилюючих каскадів на БТ; співвідношення для їх розрахунку по заданим вимогам; приклади розрахунку. Оскільки, як правило, широкосмугові підсилювачі працюють в стандартному 50 або 75-омном тракті, співвідношення для розрахунку дані виходячи з умов, що кінцеві каскади підсилювачів працюють на чисто резистивную навантаження, а вхідні каскади підсилювачів працюють від чисто резистивного опору генератора.

1 ВИХІДНІ ДАНІ ДЛЯ РОЗРАХУНКУ

Відповідно до [1, 2, 3], наведені нижче співвідношення для розрахунку підсилюючих каскадів засновані на використанні еквівалентної схеми заміщення транзистора наведеної на малюнку 1.1, або на використанні його односпрямованої моделі [2, 3] наведеної на малюнку 1.2.

Малюнок 1.1-Еквівалентна схема Джиаколетто

Малюнок 1.2 - Односпрямована модель

Значення елементів схеми Джиаколетто можуть бути розраховані за паспортними даними транзистора за наступними формулами [1]:

= 3 - для планарних кремнієвих транзисторів,

= 4 - для інших транзисторів,

; ; ;

де - ємність колекторного переходу; - постійна часу ланцюга зворотного зв'язку; - статичний коефіцієнт передачі струму в схемі з загальним емітером; - гранична частота коефіцієнта передачі струму в схемі з загальним емітером; - струм емітера в робочій точці в міліампер.

У довідковій літературі значення і часто наводяться виміряними при різних значеннях напруги колектор-емітер . Тому при розрахунках значення слід перерахувати за формулою [1]

,

де - напруга , При якій відбувалося вимір ; - напруга , При якій відбувалося вимір .

оскільки і виявляються багато менше провідності навантаження підсилювальних каскадів, в розрахунках вони зазвичай не враховуються.

Елементи схеми заміщення наведеною на малюнку 1.2 можуть бути розраховані за наступними емпіричними формулами [4]:

, , , ,

де - індуктивність виведення бази; - індуктивність виведення емітера; - граничне значення напруги ; - граничне значення постійного струму колектора.

При розрахунках по еквівалентній схемою, наведеною на малюнку 1.2, замість використовують параметр - коефіцієнт посилення транзистора за проектною потужністю як двостороннього узгодження [2], що дорівнює:

= (1.1)

де - частота, на якій коефіцієнт підсилення транзистора по потужності в режимі двостороннього узгодження дорівнює одиниці; - поточна частота.


2 РОЗРАХУНОК некорректірованного КАСКАДА з загальним емітером

2.1 кінцевого каскаду

Схема каскаду по змінному струму наведена на малюнку 1.3, де - опір навантаження; - опір в ланцюзі колектора.

Малюнок 2.1 - Схема кінцевого некорректірованного каскаду.

При відсутності реактивності навантаження, смуга пропускання каскаду визначається параметрами транзистора. Відповідно до [1] коефіцієнт підсилення каскаду в області верхніх частот можна описати виразом:

,

де ; (1.2)

(1.3)

; (1.4)

; (1.5)

.


При заданому рівні частотних спотворень

,

верхня частота смуги пропускання каскаду дорівнює:

= . (1.6)

Вхідний опір каскаду може бути апроксимувати паралельної RC ланцюгом [1]:

; (1.7)

= (1.8)

Приклад 1.1. розрахувати , , , каскаду, наведеного на малюнку 1.3 при використанні транзистора КТ610А ( = 5 Ом, = 1 Ом, = 0,0083 Сим, = 4 пФ, = 160 пФ, = 1 ГГц, = 120, = 0,95 А / В, = 0,99, = 55 мА), і умов: = 50 Ом; = 0,9; = 10.

Рішення. за відомим і відповідно до (1.2) маємо = 10,5 Ом. знаючи знаходимо = 13,3 Ом. За формулою (1.3) знайдемо = 1,03 × 10 -9 с. Підставляючи відомі і в співвідношення (1.6) отримаємо = 74,9 МГц. За формулами (1.7) і (1.8) визначимо = 196 пФ, = 126 Ом.

2.2 ПРОМІЖНИЙ КАСКАД

Схема каскаду по змінному струму наведена на малюнку 1.4, де - опір в ланцюзі колектора; , - вхідний опір і вхідна ємність навантажує каскаду.

Малюнок 2.2 - Схема проміжного некорректірованного каскаду.

Відповідно до [1] коефіцієнт підсилення каскаду в області верхніх частот описується виразом:

,

де = × (1.9)

(1.10)

= . (1.11)

значення , , каскаду розраховуються за формулами (1.6), (1.7), (1.8).

Приклад 2. Розрахувати , , , каскаду наведеного на малюнку 1.4 при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 1.1) і умов = 0,9; = 10; , - з прикладу 1.

Рішення. за відомим і з (1.9) отримаємо = 10.5 Ом. знаючи з (1.11) знайдемо = 11,5 Ом. За формулою (1.10) визначимо = 3 × 10 -9 с. Підставляючи відомі , в співвідношення (1.6) отримаємо = 25,5 МГц. За формулами (1.7) і (1.8) визначимо = 126 Ом, = 196 пФ.

3 РОЗРАХУНОК КАСКАДА з високочастотним Індуктивні КОРЕКЦІЄЮ

3.1 кінцевого каскаду

Схема каскаду по змінному струму наведена на малюнку 3.1.

Малюнок 3.1 - Схема кінцевого каскаду з високочастотної індуктивної корекцією.

При відсутності реактивності навантаження високочастотна (ВЧ) індуктивна корекція вводиться для корекції спотворень АЧХ внесених транзистором. Відповідно до [1] коефіцієнт підсилення каскаду в області верхніх частот, при оптимальному значенні рівному

, (1.12)

описується виразом

,

де = × ; (1.13)

= ; 1.14)

= ; (1.15)

(1.16)

і визначаються виразами (1.4) і (1.5).

при заданому , каскаду дорівнює:

= . (1.17)

значення , каскаду розраховуються за формулами (1.7), (1.8).

Приклад 3 Розрахувати , , , , каскаду з ВЧ індуктивного корекцією, схема якого наведена на малюнку 3.1, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 1) і умов = 0,9; = 10; = 50 Ом.

Рішення. за відомим і з (1.13) отримаємо = 10,5 Ом. знаючи з (1.14) знайдемо = 13,3 Ом. розраховуючи по (1.16) і підставляючи в (1.12) отримаємо = 13,7 × 10 -9 Гн. Визначаючи t до по (1.15) і підставляючи в (1.17) визначимо = 350 МГц. За формулами (1.7), (1.8) знайдемо = 196 пФ, = 126 Ом.

3.2 ПРОМІЖНИЙ КАСКАД

Схема каскаду по змінному струму наведена на малюнку 3.2.

Малюнок 3.2 - Схема проміжного каскаду з високочастотної індуктивної корекцією

Відповідно до [1] коефіцієнт підсилення каскаду в області верхніх частот, при оптимальному значенні рівному

= × , (1.18)

визначається виразом:

де = × ; (1.19)

= ; (1.20)

= ; (1.21)

= , (1.22)

і визначаються виразами (1.4), (1.5). значення , , каскаду розраховуються за формулами (1.17), (1.7), (1.8).

Приклад 4. Розрахувати , , , , каскаду з ВЧ індуктивного корекцією, схема якого наведена на малюнку 3.2, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 1.1) і умов: = 0,9; = 10; , - з прикладу 3.

Рішення. за відомим і з (1.19) отримаємо = 10,5 Ом. знаючи з (1.20) знайдемо = 11,5 Ом. розраховуючи по (1.22) і підставляючи в (1.18) отримаємо = 34,7 × 10 -9 Гн. визначаючи по (1.21) і підставляючи в (1.17) визначимо = 308 МГц. За формулами (1.7), (1.8) знайдемо = 196 пФ, = 126 Ом.

4 РОЗРАХУНОК КАСКАДА з емітерний КОРЕКЦІЄЮ

4.1 кінцевого каскаду

Схема каскаду по змінному струму наведена на малюнку 4.1.

Малюнок 4.1. Схема кінцевого каскаду з емітерний корекцією

При відсутності реактивності навантаження емітерний корекція вводиться для корекції спотворень АЧХ, що вносяться транзистором, збільшуючи амплітуду напруги емітер-база зі зростанням частоти. Відповідно до [1], модуль коефіцієнта підсилення каскаду в області верхніх частот, при виборі елементів корекції , відповідними оптимальної за Брауде АЧХ, описується виразом

, (1.23)

де ;

= ; (1.24)

- глибина ООС; (1.25)

; (1.26)

; (1.27)

(1.28)

При заданому значенні , Оптимальне значення визначається виразом

. (1.29)

підставляючи і в (1.23) можна отримати:

, (1.30)

де .

Вхідний опір каскаду з емітерний корекцією може бути апроксимувати паралельної RC-ланцюгом [1].

; (1.31)

. (1.32)

Приклад 5. Розрахувати , , , , каскаду з емітерний корекцією схема якого приведена на малюнку 4.1, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 1) і умов = 0,9; = 10; = 50 Ом.

Рішення. за відомим , і з (5.2) отримаємо = 4,75. підставляючи в (1.25) і (1.29) знайдемо = 4 Ом; = 1,03. розраховуючи по (1.28) і підставляючи в (1.26), (1.27) отримаємо = 50,5 пФ. за відомим , , , і з (1.30) визначимо = 407 МГц. За формулами (1.31), (1.32) знайдемо = 71 пФ, = 600 Ом.

4.2 ПРОМІЖНИЙ КАСКАД

Схема каскаду по змінному струму наведена на малюнку 1.10.

Малюнок 4.2. Схема проміжного каскаду з емітерний

корекцією

Відповідно до [1] модуль коефіцієнта підсилення каскаду в області верхніх частот, при виборі елементів корекції відповідними оптимальної за Брауде АЧХ, описується виразом (1.23). В даному випадку, при заданому значенні , Оптимальне значення визначається зі співвідношення:

, (1.33)

де .

значення , , каскаду розраховуються за формулами (1.30), (1.31), (1.32), при цьому в (1.24), (1.28) і (1.31) величина замінюється на .

Приклад 6. Розрахувати , , , , каскаду з емітерний корекцією, схема каскаду наведена на малюнку 4.2, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 1) і умов: = 0,9; = 10; = 71,5 пФ; = 300 Ом (передбачається, що навантаженням даного каскаду є вхідний опір каскаду розрахованого в прикладі 5, а в колекторі транзистора варто резистор з номіналом 600 Ом.

Рішення. за відомим , і з (1.24) отримаємо = 28,5. підставляючи в (1.25) знайдемо = 29 Ом. знаючи і , По (1.33) визначимо = 0,76. розраховуючи по (1.28) і підставляючи в (1.26), (1.27) отримаємо = 201 пФ. за відомим , , , , з (1.30) визначимо = 284 МГц. За формулами (1.31), (1.32) знайдемо = 44 пФ; = 3590 Ом.

5 КОРЕКЦІЯ спотворення вносяться ВХІДНИХ ЛАНЦЮГОМ

5.1 РОЗРАХУНОК спотворення вносяться ВХІДНИХ ЛАНЦЮГОМ

Схема вхідного ланцюга каскаду по змінному струму наведена на малюнку 5.1, де - внутрішній опір джерела сигналу.

Малюнок 5.1. Схема вхідного ланцюга некорректірованного каскаду

За умови апроксимації вхідного опору каскаду паралельної RC-ланцюгом, коефіцієнт передачі вхідного ланцюга в області верхніх частот описується виразом [1]:

,

де = (1.34)

= ; (1.35)

= ;

= ;

значення вхідного ланцюга розраховується за формулою (1.6).

Приклад 7. Розрахувати і вхідного ланцюга наведеної на малюнку 5.1, при роботі каскаду на транзисторі КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 1.1) від генератора з = 50 Ом і при = 0,9.

Рішення. З прикладу 1 маємо: = 126 Ом, = 196 пФ. За формулою (1.34) отримаємо: = 0,716, а за формулою (1.35): = 7 × 10 -9 с. Підставляючи відомі і в (1.6) знайдемо: = 11 МГц.

5.2 РОЗРАХУНОК вхідний коректує ланцюга

З наведених вище прикладів розрахунку видно, що найбільші спотворення АЧХ обумовлені вхідний ланцюгом. Для розширення смуги пропускання вхідних ланцюгів в [5] запропоновано використовувати схему.

Робота схеми заснована на збільшенні опору ланцюга з ростом частоти для компенсації шунтуючого дії вхідної ємності каскаду. При заданому значенні і виборі , Відповідної оптимальної за Брауде АЧХ, модуль коефіцієнта передачі вхідного ланцюга описується виразом:

,

де ; (1.42)

;

;

;

; (1.43)

, - вхідний опір і вхідна ємність каскаду.

При заданому значенні , вхідний ланцюга дорівнює:

, (1.44)

де .

Приклад 1.8. розрахувати , , вхідного ланцюга наведеної на малюнку 5.2 при роботі на каскад з параметрами, даними в прикладі 7, при зменшенні за рахунок введення в п'ять разів у порівнянні з некорректірованного вхідний ланцюгом, і при = 50 Ом, = 0,9.

Рішення. З прикладу 7 маємо: = 126 Ом; = 196 пф; = 0,716. Зі співвідношення (1.42) і умов завдання отримаємо: = 10 Ом. підставляючи в (1.43) знайдемо: = 7,54 нГн. Підставляючи результати розрахунку в (1.44), отримаємо: = 108 МГц. Використовуючи співвідношення (1.6), (1.41) визначимо, що при простому шунтування каскаду резистором = 10 Ом каскаду виявляється що дорівнює 50 МГц.

5.3 РОЗРАХУНОК КАСКАДА із паралельною негативною ЗВОРОТНЬОГО ЗВ'ЯЗКОМ

Для виключення втрат у посиленні, обумовлених використанням вхідний коректує ланцюга (див. Розділ 5.2), в якості вхідного каскаду може бути використаний каскад з паралельною ООС, схема якого наведена на малюнку 5.3.


, - вхідні опір і ємність навантажує каскаду

Малюнок 5.3 Схема каскаду з паралельною ООС

Особливістю схеми є те, що при великому значенні і глибокої ООС ( мало) в схемі, навіть за умови = 0, з'являється викид на АЧХ в області верхніх частот.Тому розрахунок каскаду слід починати за умови: = 0. У цьому випадку коефіцієнт підсилення каскаду в області верхніх частот визначається виразом:

, (1.45)

де ; (1.46)

;

.

При заданому значенні , каскаду дорівнює:

, (1.47)

де .

Формулою (1.47) можна користуватися в разі, якщо . В разі схема має викид на АЧХ і слід збільшити .

Якщо виявиться, що при менше необхідного значення, слід ввести . У цьому випадку коефіцієнт підсилення каскаду в області верхніх частот описується виразом:

, (1.48)

де ;

;

;

;

Оптимальна по Брауде АЧХ досягається за умови:

. (1.50)

При заданому значенні , каскаду може бути знайдена після знаходження дійсного кореня рівняння:

, (1.51)

де .

При відомому значенні , дорівнює:

. (1.52)

Приклад 9. Розрахувати , , каскаду з паралельною ООС схема якого приведена на малюнку 5.3, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 1.1), при = 50 Ом; = 0,9; = 1,5 і при роботі на каскад розрахований в прикладі 6 ( = 3590 Ом, = 44 пФ).

Рішення. за відомим і з (1.46) визначимо = 75 Ом. розраховуючи і формули (1.45) знайдемо, що . Тому слід збільшити значення . виберемо = 6. В цьому випадку з (1.46) визначимо: = 150 Ом. Для даного значення . За формулою (1.47) отримаємо: = 76 МГц. Для розширення смуги пропускання розрахуємо по (1.50): = 57 нГн. Тепер знайдемо дійсний корінь рівняння (1.51): , І по (1.52) визначимо = 122 МГц.

6 УЗГОДЖЕНІ Каскад зі зворотним зв'язком

6.1 РОЗРАХУНОК КАСКАДА З КОМБІНОВАНОЇ ООС

Схема каскаду по змінному струму наведена на малюнку 6.1 [6].

Малюнок 6.1 Схема каскаду з комбінованою ООС

Перевагою схеми є те, що за умов:

і (1.53)

схема виявляється узгодженої по входу і виходу з КСВН не більше 1,3 в діапазоні частот, де виконується умова ³0,7. Тому практично відсутній взаємний вплив каскадів один на одного при їх каскадування [6].

При виконанні умов (1.53), коефіцієнт посилення каскаду в області верхніх частот описується виразом:

, (1.54)

де ; (1.55)

;

;

;

.

З (1.53), (1.55) не важко отримати, що при відомому значенні величина резистора визначається виразом:

. (1.56)

При заданому значенні , каскаду дорівнює:

, (1.57)

де .

В [8] показано, що при виконанні умов (1.53) відчувається опір навантаження транзистора, каскаду з комбінованою ООС, так само , А максимальна амплітуда вихідного сигналу каскаду зменшується на величину: , Що слід враховувати при виборі робочої точки транзистора.

Приклад 10. Розрахувати , , каскаду наведеного на малюнку 6.1 при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 1) і умов: = 50 Ом; = 0,9; = 3.

Рішення. за відомим і з (1.56) отримаємо: = 200 Ом. підставляючи в (1.53) знайдемо: = 12,5 Ом. розраховуючи коефіцієнти , формули (1.54) і підставляючи в (1.57) визначимо: = 95 МГц.

6.2 РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ з перехресним ООС

Схема каскадів по змінному струму наведена на малюнку 6.2 [9].

Малюнок 6.2 Схема каскадів з перехресними ООС

За ідеологією побудови розглянута схема схожа на підсилювач, в якому використані каскади з комбінованою ООС. Однак при заданому коефіцієнті посилення схема має більшу смугою пропускання, яка практично не скорочується при збільшенні числа каскадів, що пояснюється комплексним характером зворотного зв'язку на високих частотах.

Також як і каскад з комбінованої ООС схема виявляється узгодженої по входу і виходу з КСВН не більше 1,5 і 1,3 відповідно, за умов [9, 10]:


; (1.60)

При виконанні умов (1.60) і при нехтуванні величинами другого порядку малості, коефіцієнт посилення двухтранзісторного варіанту підсилювача зображеного на малюнку 6.2 описується виразом:

; (1.61)

де ; (1.62)

;

;

; (1.63)

;

;

- поточна частота;

.

При заданому значенні , двухтранзісторного варіанту підсилювача дорівнює:

, (1.64)

де .

При збільшенні числа каскадів підсилювача, верхня гранична частота всього підсилювача практично не змінюється і може бути розрахована за емпіричною залежності

,

де - загальне число каскадів; - верхня частота смуги пропускання двухтранзісторного варіанту підсилювача, що розраховується за формулою (1.66).

Підключення додаткових каскадів посилення до двухтранзісторного варіанту підсилювача призводить до зростання посилення в раз, і загальний коефіцієнт посилення, в цьому випадку, дорівнює:

.

Для підвищення вихідної потужності розглянутого підсилювача можна скористатися його модифікованої схемою наведеної на малюнку 6.3 [11].

Малюнок 6.3 Схема підсилювача з підвищеною вихідною потужністю.

Для схеми наведеної на малюнку 6.3 справедливі всі співвідношення наведені вище, однак вона має вдвічі більшу величину вихідної потужності завдяки паралельному включенню вихідних транзисторів [9

Приклад 11. Розрахувати , , двухтранзісторного варіанту підсилювача наведеного на малюнку 6.2, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 1) і умов: = 50 Ом; = 0,81; = 10.

Рішення. Підставляючи в (1.62) різні значення знайдемо, що = 10 при = 0,262. Тепер по (1.64) визначимо: = 101 МГц. Використовуючи (1.63), отримаємо: = 13,1 Ом; = 191 Ом.

6.3 РОЗРАХУНОК каскаду зі складанням напруг

Схема каскаду по змінному струму наведена на малюнку 6.4 [10].

Малюнок 6.4 Схема каскаду зі складанням напруг

За умови:

(1.67)

напруга, що віддається транзистором каскаду, так само вхідного, ток ж, що віддають попереднім каскадом, практично дорівнює струму навантаження. Тому що відчувається опір навантаження каскаду одно половині опору , Його вхідний опір також одно половині опору , Аж до частот відповідних = 0,7. Це слід враховувати при розрахунку робочих точок розглянутого і предоконечного каскадів.

При виконанні умови (1.67) коефіцієнт підсилення каскаду в області верхніх частот описується виразом:

,

де

;

;

;

;

.

Оптимальна по Брауде АЧХ каскаду реалізується при розрахунку , за формулами [12]:

; (1.68)

, (1.69)

а значення визначається зі співвідношення:

. (1.70)

Приклад 12. Розрахувати , , каскаду зі складанням напруг наведеного на малюнку 6.4, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені в прикладі 1) і умов: = 50 Ом; = 0,9.

Рішення. За формулами (1.68), (1.69) отримаємо = 3 кОм; = 10,4 пФ. Тепер по (1.70) знайдемо = 478 МГц.

7 РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З чотириполюсні коригується ланцюгами

7.1 РОЗРАХУНОК вихідний коректує ланцюга

У розглянутих вище підсилювальних каскадах розширення смуги пропускання було пов'язано з втратою частини вихідної потужності в резисторах коригувальних ланцюгів, або ланцюгів ООС. Цього недоліку позбавлені підсилювачі, побудовані за принципом послідовного з'єднання коригувальних ланцюгів (КЦ) і підсилюючих елементів [2].

Приклад побудови такої схеми підсилювача по змінному струмі наведено на малюнку 7.1.

Малюнок 7.1 Схема підсилювача з коригуючими ланцюгами

При цьому розрахунки вхідних, вихідних і межкаскадних КЦ ведуться з використанням еквівалентної схеми заміщення транзистора наведеної на малюнку 1.2. З теорії підсилювачів відомо [3], що для отримання максимальної вихідної потужності в заданій смузі частот необхідно реалізувати відчувається опір навантаження, для внутрішнього генератора транзистора, рівне постійній величині в усьому робочому діапазоні частот. Це можна реалізувати, включивши вихідну ємність транзистора (див. Рисунок 1.2) в фільтр нижніх частот, що використовується в якості вихідної КЦ. Схема включення вихідний КЦ наведена на малюнку 7.2.

Малюнок 7.2 Схема вихідний коректує ланцюга

При роботі підсилювача без вихідний КЦ, модуль коефіцієнта відбиття | | відчутного опору навантаження внутрішнього генератора транзистора дорівнює [3]:

| | = , (1.71)

де - поточна кругова частота.

При цьому зменшення вихідної потужності щодо максимального значення, обумовлене наявністю , Становить величину:

, (1.72)

де - максимальне значення вихідної потужності на частоті за умови рівності нулю ;

- максимальне значення вихідної потужності на частоті при наявності .

Описана в [3] методика Фано дозволяє при заданих і розрахувати такі значення елементів вихідний КЦ і , Які забезпечують мінімально можливу величину максимального значення модуля коефіцієнта відображення в смузі частот від нуля до . У таблиці 7.1 приведені нормовані значення елементів , , Розраховані за методикою Фано, а також коефіцієнт , Що визначає величину відчутного опору навантаження щодо якого обчислюється .

Таблиця 7.1 Нормовані значення вихідний КЦ

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,180

0,382

0,547

0,682

0,788

0,099

0,195

0,285

0,367

0,443

0,000

0,002

0,006

0,013

0,024

1,000

1,001

1,002

1,010

1,020

0,6

0,7

0,8

0,9

1,0

0,865

0,917

0,949

0,963

0,966

0,513

0,579

0,642

0,704

0,753

0,037

0,053

0,071

0,091

0,111

1,036

1,059

1,086

1,117

1,153

1,1

1,2

1,3

1,4

1,5

0,958

0,944

0.927

0,904

0,882

0,823

0,881

0,940

0,998

1,056

0,131

0,153

0,174

0,195

0,215

1,193

1,238

1,284

1,332

1,383

1,6

1,7

1,8

1,9

0,858

0,833

0,808

0,783

1,115

1,173

1,233

1,292

0,235

0,255

0,273

0,292

1,437

1,490

1,548

1,605

Справжні значення елементів розраховуються за формулами

(1.73)

Приклад 13. Розрахувати вихідну КЦ для підсилювального каскаду на транзисторі КТ610А ( = 4 пФ), при = 50 Ом, = 600 МГц. визначити і зменшення вихідної потужності на частоті при використанні КЦ і без неї.

Рішення. Знайдемо нормоване значення : = = = 0,7536. У таблиці 7.1 найближче значення одно 0,753. цьому значенню відповідають: = 1,0; = 0,966; = 0,111; = 1,153. Після денормирование за формулами (1.73) отримаємо: = 12,8 нГн; = 5,3 пФ; = 43,4 Ом. Використовуючи співвідношення (1.71), (1.72) знайдемо, що при відсутності вихідний КЦ зменшення вихідної потужності на частоті , Обумовлене наявністю , Становить 1,57 рази, а при її використанні - 1,025 раза.

7.2 РОЗРАХУНОК КАСКАДА З реактивної межкаскадной коректує ЛАНЦЮГОМ ТРЕТЬОГО ПОРЯДКУ


Схема каскаду по змінному струму наведена на малюнку 7.3 [4, 14].

Малюнок 7.3 Каскад з межкаскадной коректує ланцюгом третьегопорядка

Використовуючи односпрямований еквівалентну схему заміщення транзистора, схему (рисунок 7.3) можна представити у вигляді наведеному на малюнку 7.4.

Малюнок 7.4 Еквівалентна схема каскаду

Згідно [2, 14], коефіцієнт прямої передачі каскаду на транзисторі Т2, за умови використання вихідний КЦ, дорівнює:

, (1.80)

де ;

;

= , = - нормовані щодо Т1 і значення і .

При заданих значеннях , , , Відповідних необхідній формі АЧХ каскаду, нормовані значення , , розраховуються за формулами [4]:

(1.81)

де ;

;

;

;

;

;

;

,

,

= - нормовані значення , , .

У теорії фільтрів відомі табульованого значення коефіцієнтів , , , Відповідні необхідної формі АЧХ ланцюга описуваної функцією виду (1.80). значення коефіцієнтів , , , Відповідні різної нерівномірності АЧХ, наведені в таблиці 3.

Таблиця 3

Нерівномірність АЧХ, дБ
0,1 1,605 1,184 0,611
0,2 1,805 1,415 0,868
0,3 1,940 1,56 1,069
0,4 2,05 1,67 1,24
0,5 2,14 1,75 1,40
0,6 2,23 1,82 1,54
0,7 2,31 1,88 1,67
0,8 2,38 1,93 1,80
0,9 2,45 1,97 1,92
1,0 2,52 2,012 2,035
1,2 2,65 2,08 2,26
1,4 2,77 2,13 2,46
1,6 2,89 2,18 2,67
1,8 3,01 2,22 2,87
2,0 3,13 2,26 3,06

Для вирівнювання АЧХ в області нижніх частот використовується резистор , Що розраховується за формулою:

. (1.82)

При роботі каскаду як вхідний, у формулі (1.81) значення приймається рівним нулю.

після розрахунку , , , Істинні значення елементів знаходяться із співвідношень:


, , . (1.83)

Приклад 15. Розрахувати , , , , межкаскадной КЦ, схема якої приведена на малюнку 7.3, при використанні транзисторів КТ610А ( = 3 нГн, = 5 Ом, = 4 пФ, = 86 Ом, = 1 ГГц) і умов = 50 Ом, = 0,9, = 260 МГц.

Рішення. По таблиці 3 для = 0,9, що відповідає нерівномірності АЧХ 1 дБ, визначимо = 2,52; = 2,014; = 2,0367. Знаходячи нормовані значення = 0,56; = 0,055; = 0,058 і підставляючи в (1.81), отримаємо = 1,8; = 0,757; = 0,676. розраховуючи і підставляючи в (1.80) знайдемо: = 3,2, а з (1.82) визначимо = 3,75 кОм. Після денормирование по (1.83) отримаємо: = 12,8 пФ; = 5,4 пф; = 35,6 нГн.

8 РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮВАЧІВ З ЧАСТОТНО-розділові ланцюгами

При розробці підсилювачів з робочими частотами від нуля або одиниці кілогерц до одиниць гігагерц виникає проблема поєднання схемних рішень побудови низькочастотних і надвисокочастотних підсилювачів. Наприклад, використання великих значень розділових конденсаторів і дроселів харчування для зменшення нижньої граничної частоти, пов'язане з появою некорректіруемих паразитних резонансів в області надвисоких частот. Цього недоліку можна уникнути, використовуючи частотно-розділові ланцюга (ЧРЦ). Найбільший інтерес представляє схема підсилювача з ЧРЦ, призначеного для посилення як періодичних, так і імпульсних сигналів [15,16,17]. Схема підсилювача з ЧРЦ приведена на малюнку 8.1.

1 - перший канальний підсилювач

2 - другий канальний підсилювач

Малюнок 8.1 Схема підсилювача з ЧРЦ

Принцип роботи схеми полягає в наступному. Підсилювач з ЧРЦ складається з двох канальних підсилювачів. Перший канальний підсилювач є високочастотним і будується з використанням схемних рішень побудови підсилювачів надвисоких частот. Другий канальний підсилювач є низькочастотних і будується з використанням схемних рішень побудови підсилювачів постійного струму або підсилювачів низької частоти. За умови узгоджених входів і виходів канальних підсилювачів, виборі значення резистора багато більше значення , а рівним , Підсилювач з ЧРЦ виявляється узгодженим по входу і виходу.

Якщо позначити нижню і верхню граничні частоти першого високочастотного підсилювача і , А другого низькочастотного підсилювача і , То додатковим необхідною умовою побудови підсилювача з ЧРЦ є вимога:

³10 . (1.84)

У цьому випадку розрахунок підсилювача з ЧРЦ зводиться до наступного.

значення резисторів і вибираються з умов:

³10 ; = . (1.85)

По заданому коефіцієнту посилення першого канального підсилювача визначається необхідний коефіцієнт посилення другого канального підсилювача зі співвідношення:

, (1.86)

де - вхідний опір другого канального підсилювача.


Значення елементів ЧРЦ розраховуються за формулами:

(1.87)

Приклад 16. Розрахувати значення елементів , , , , , , Коефіцієнт посилення другого канального підсилювача і його для підсилювача з ЧРЦ, схема якого наведена на малюнку 8.1, за умови: = 10; = 1 МГц; = ; = 50 Ом.

Рішення. Відповідно до формулами (1.84) і (1.85) виберемо = 10 МГц, = 500 Ом, = 50 Ом.Тепер по (1.86) знайдемо: = 110, а по (1.87) = 10 нф; = 25 мкГн; = 1 нф; = 2,5 мкГн.

Список використаних джерел

1. Мамонкин І.Г. Підсилювальні пристрої. Навчальний посібник для вузів. - М .: Связь. 1977 р

2. Шварц Н.З. Лінійні транзисторні підсилювачі НВЧ. - М .: Сов. радіо. 1980 р

3. Широкосмугові радиопередающие пристрої / Алексєєв О.В., Головков А.А., Польовий В.В., Соловйов О.О .; Під ред. О.В. Алексєєва.- М .: Связь. 1978 р

4. Титов А.А., Бабак Л.І., Черкашин М.В. Розрахунок межкаскадной узгоджувальний ланцюга транзисторного смугового підсилювача потужності // Електронна техніка. Сер. СВЧ-техніка. 2000 Вип. 1.

5. Ангелів І., Стоєв І., Уршев А. Широкосмуговий малошумливий підсилювач для діапазону 0,7-2 ГГц // ПТЕ. 1985. № 3.

6. Никифоров В.В., Терентьєв С.Ю. Синтез ланцюгів корекції широкосмугових підсилювачів потужності із застосуванням методів нелінійного програмування. - Зб. статей. Напівпровідникова електроніка в техніці зв'язку. Випуск 26. / Под ред. І.Ф. Миколаївського. - М .: Радио и связь. 1986 р

7. Егенштафер Ф. Електроніка. 1971. т.44. № 16.

8. Меліхов С.В., Колесов І.А. Вплив навантажувальних зворотних зв'язків на рівень вихідного сигналу каскадів. - Зб. статей. Широкосмугові підсилювачі. Випуск 4. - Томськ: Вид-во Том. ун-ту. 1975 р

9. Титов А.А. Спрощений розрахунок широкосмугового підсилювача. // Радіотехніка. 1979. № 6.

10. Абрамов Ф.Г., Волков Ю.А., Вонсовський М.М. та ін. Погоджений широкосмуговий підсилювач. // ПТЕ. 1984. № 2.

11. Якушевич Г.Н., Мозгалев І.А. Широкосмуговий каскад зі складанням вихідних струмів транзисторів. - Зб. статей. Радіоелектронні пристрої НВЧ. / Под ред. А.А. Кузьміна. - Томськ: Вид-во Том. ун-ту. 1992 р

12. Бабак Л.І. Аналіз широкосмугового підсилювача за схемою зі складанням напруг. - Зб. статей. Наносекундні і субнаносекундной підсилювачі. / Под ред. І.А. Суслова. - Томськ: Вид-во Том. ун-ту. Тисячу дев'ятсот сімдесят-шість.

13. Дьячков О.М., Бабак Л.І. Розрахунок сверхширокополосного підсилювального каскаду з заданими частотними та часовими характеристиками. // Радіотехніка. 1988. № 10.

14. Бабак Л.І., Дергунов С.А. Розрахунок ланцюгів корекції надширокосмугових транзисторних підсилювачів потужності СВЧ.- Зб. статей. Радіотехнічні методи і засоби вимірювань. - Томськ: Вид-во Том.ун-ту. 1985 р

15. Ільюшенка В.М., Титов А.А. Багатоканальні імпульсні пристрої з частотним поділом каналів. // Радіотехніка, 1991. № 1.

16. пикосекундной імпульсна техніка. /В.Н. Ильюшенко, Б.І. Авдоченко, В.Ю. Баранов та ін. / За ред. В.Н. Ільюшенко.- М .: Вища школа. 1993 р

17. Авторське свідоцтво № 1653128 СРСР, МКІ НОЗF 1/42. Широкосмуговий підсилювач /В.Н. Ильюшенко, А.А. Титов // Відкриття, Винаходи, 1991, №20.


  • ВСТУП
  • Таблиця 7.1 Нормовані значення вихідний КЦ