|
RБ Rк
Rr C VT
Се
U п
Rе Rн
Рис. (5-8)
Схема називається емітерной повторителем, так як напруга на емітер по полярності совподает з напругою на вході і близько до нього за значенням.
Якщо опір навантаження мало і виконується умова h22е? Rн| «1 (5.18) в цьому випадку можна знехтувати не тільки струмом ланцюга h22е, але і ЕРС генератора h22е U ке.
Коефіцієнт передачі струму. Відповідно до еквівалентної схемою коефіцієнт передачі струму КI = -Iе / IБ = (ІБ + h21еIБ) / Іб = h21е +1 (5.19)
Вихідна сопративление. Струм емітера Iе = - (ІБ + h21еIБ) = - (1 + h21е) IБ. (5.20)
Вихідний опір емітерного повторювача залежить від опору генератора і мало, коли опір генератора мало в порівнянні з h11е. Мале вихідний опір емітерного повторювача є його цінною властивістю. Завдяки цій властивості його вихідний опір еквівалентно генератору напруги, яке мало змінюється при зміні опору навантаження.
4. Аналіз еквівалентних схем біполярного транзистора.
Всі параметри можна розділити на власні (або первинні) і вторинні. Власні параметри характеризують властивості самого транзистора незалежно від схеми його включення, а вторинні параметри для різних схем включення різні.
? Іе
r ЕО r до
r Бо
E 1 E 2
Мал. 6 1. Еквівалентна Т-подібна схема транзистора в схемі з ПРО.
Як власних параметрів крім знайомого нам коефіцієнта посилення по току приймають деякі опору відповідно до еквівалентної схемою транзистора для змінного струму (рис. 6-1). Ця схема, яка називається Т-образної, відображає електричну структуру транзистора і враховувати-кість його підсилювальні властивості. Як в цій, так і в інших еквівалентних схемах слід мати на увазі, що на вхід включається джерело підсилюються коливань, що створює вхідна напруга з амплітудою, а на вихід - навантаження R H. Тут і надалі для змінних струмів і напруг будуть, як правило, вказані їх амплітуди. У багатьох випадках вони можуть бути заме-нени діючими, а іноді і миттєвими значеннями.
Основними первинними параметрами є опору, і, м. Тобто опору емітера, колектора і бази для змінного струму. З-опір, являє собою опір емітерного переходу, до кото-рому додається опір емітерний області. Подібно до цього є-ється сумою опорів колекторного переходу і колекторної області, але останнє дуже мало в порівнянні з опором переходу. А опір є поперечний опір бази.
У схемі на рис. 6-1, а посилене змінну напругу на виході виходить від деякого еквівалентного генератора, включеного в ланцюг кол-лектора; ЕРС цього генератора пропорційна току емітера.
Еквівалентний генератор треба вважати ідеальним, а роль його внутрішнього опору виконує опір. Як відомо. ЕРС будь-якого генератора дорівнює добутку його струму короткого замикання на внутрішній опір. В даному випадку струм короткого замикання дорівнює, так як при, т. Е. При короткому замиканні на виході. Таким чином, ЕРС генератора дорівнює.
Замість генератора ЕРС можна ввести в схему генератор струму. Тоді виходить найбільш часто застосовується еквівалентна схема (рис. 6-1, б). У ній генератор струму створює струм, рівний. Значення первинних параметрів приблизно такі. Опір, становить десятки Ом, - сотні Ом, а - сотні кіло і навіть одиниці Меган. Зазвичай до трьох опорам в якості четвертого власного параметра додають ще. Розглянута еквівалентна схема транзистора придатна тільки для низьких частот. На високих частотах необхідно враховувати ще ємності емітерного і колекторного переходів, що призводить до ускладнення схеми.
? IБ
r Бо r до
r ЕО
E 1 E 2
Мал. 6 2. Еквівалентна Т-подібна схема транзистора, включеного за схемою ОЕ
Еквівалентна схема з генератором струму для транзистора, включеного за схемою ОЕ. показана на рис. 6-2. У ній генератор дає струм, а з-опір колекторного переходу в порівнянні з попередньою схемою зна-ве зменшилася і дорівнює або, наближено якщо врахувати. що і . Зменшення опору колекторного переходу в схемі ОЕ пояснюється тим, що в цій схемі деяка частина напруги прикладена до емітерного переходу і підсилює в ньому инжекцию. Слідом-ствие цього значне число інжектованих носіїв приходить до колектив-Торна, переходу і його опір знижується.
Перехід від еквівалентної схеми ПРО до схеми ОЕ можна показати сле-дмуть чином. Напруга, що створюється будь-яким генератором, дорівнює різниці між ЕРС і падінням напруги на внутрішньому опорі. Для схеми по рис. 6-1, а це буде
Замінимо тут на суму. тоді отримаємо
У цьому виразі перший доданок представляє собою ЕРС, а вто-рої доданок є падіння напруги від струму на опорі, яке є опором колекторного переходу. А ток ко-Ротко замикання, створюваний еквівалентним генератором струму, дорівнює від-носіння ЕРС до внутрішнього опору, т. Е.
Розглянуті Т-образні еквівалентні схеми є наближеними, оскільки насправді емітер, база і колектор з'єднані один з одним усередині транзистора не в одній точці. Але тим не менш використання цих схем для вирішення теоретичних і практичних завдань не дає значних похибок.
5. Н - параметри біполярного транзистора.
В даний час основними вважаються змішані (або гібридні) пара-метри, що позначаються літерою h або H. Назва «змішані» дано тому, що серед них є дві відносні величини, одне опір і одна провідність. Саме h-параметри наводяться у всіх довідниках. Параметри системи h зручно вимірювати. Це дуже важливо, тому що публіка-виковуємо в довідниках параметри є середніми, отриманими в результаті вимірювань параметрів декількох транзисторів даного типу. Два з h-параметрів визначаються при короткому замиканні для змінного струму на виході, т. Е. При відсутності навантаження в вихідний ланцюга. У цьому випадку на вихід транзистора подається тільки постійна напруга (U 2 = const) від ис-точніка Е 2. Решта два параметра визначаються при розімкнутої для змінного струму вхідного ланцюга, т. Е. Коли у вхідному ланцюзі є тільки постійний струм (I 1 = const), створюваний джерелом харчування. Умови U 2 = const і I 1 = const неважко здійснити на практиці при вимірюванні h-параметрів.
I1 I2
U1 U2
Мал. 7-1.
Схема транзистора, представленого у вигляді активного чотириполюсника.
У систему h-параметрів входять такі величини.
вхідний опір
при U 2 = const (7.1)
являє собою опір транзистора між вхідними затискачами для змінного вхідного струму при короткому замиканні на виході, т. е. при відсутності вихідного змінної напруги.
За такої умови зміна вхідного струму є результатом зміни тільки вхідної напруги. А якби на виході було пе-ремінне напруга, то воно за рахунок зворотного зв'язку, що існує в транзисторі, впливало б на вхідний струм. В результаті вхідний опір виходило б різним в залежності від змінної напруги на виході, яке, в свою чергу, залежить від опору навантаження R H. Але параметр повинен характеризувати сам транзистор (незалежно від R H), і тому він визначається при u 2 = const, т. Е. При R H = 0.
Коефіцієнт зворотного зв'язку по напрузі
при (7.2)
показує, яка частка вихідного змінної напруги передається на вхід транзистора внаслідок наявності в ньому внутрішнього зворотного зв'язку.
Умова в даному випадку підкреслює, що у вхідному ланцюзі немає змінного струму, т. Е. Цей ланцюг розімкнути для змінного струму, і, следо-вательно, зміна напруги на вході, є результат зміни тільки вихідної напруги.
Як уже зазначалося, в транзисторі завжди є внутрішній зворотний зв'язок за рахунок того, що електроди транзистора мають електричне з'єднання між собою, і за рахунок опору бази. Цей зворотний зв'язок існує на будь-який низькій частоті, навіть при f = 0, т. Е. На постійному струмі.
Коефіцієнт посилення по струму (коефіцієнт передачі струму)
при U 2 = const (7.3)
показує посилення змінного струму транзистором в режимі роботи без навантаження.
Умова U 2 = const, т. Е. R H = 0, і тут задається для того, щоб зміна вихідного струму залежало тільки від зміни вхідного струму. Саме при виконанні такої умови параметр буде дійсно характеризувати посилення струму самим транзистором. Якби вихідна напруга змінювалося, то воно впливало б на вихідний струм і по зміні цього струму вже не можна було б правильно оцінити посилення.
Вихідна провідність
при (7.4)
являє собою внутрішню провідність для змінного струму між ви-вихідними затискачами транзистора.
Струм повинен змінюватися тільки під впливом зміни вихідної напруги і 2. Якщо при цьому струм, не буде постійним, то його зміни викличуть зміни струму і значення h 22 буде визначено неправильно.
Величина h 22 вимірюється в Сіменса (S). Так як провідність в практи-чних розрахунках застосовується значно рідше, ніж опір, то в далечінь-нейшем ми часто будемо користуватися замість h 22 вихідним опором, вираженим в Омах або кілоомах.
6. Робота біполярного транзистора на високих частотах.
З підвищенням частоти посилення, що дається транзисторами, знижується. Є дві головні причини цього явища. По-перше, на більш високих частотах шкідливо впливає ємність колекторного переходу. Найпростіше розглянути цей вплив на еквівалентній схемі з генератором струму, показаної для схеми ПРО на рис. 8-1.
Мал.8-1. Еквівалентна схема транзистора з урахуванням ємностей переходів
На низьких частотах опір ємності дуже велике, також дуже велике (зазвичай) і можна вважати, що весь струм йде в навантажувальний резистор, т. Е.. Але на деякій високій частоті з-опір ємності стає порівняно малим і в неї відгалужується помітна частина струму, створюваного генератором, а струм через соответствен-но зменшується. Отже, зменшуються,,, вихідна напруга і вихідна потужність.
Якщо уявити собі, що частота прагне до нескінченності, то опору-тивление ємності прагне до нуля, т. Е. Створює коротке замикання для генератора і весь його ток піде через, а в навантаженні струму взагалі не буде. До подібного ж результату можна прийти, якщо розглянути еквівалентну схему з генератором ЕРС.
Ємність емітерного переходу З е також зменшує свій опір з підвищенням частоти, але вона завжди шунтуватися малим опором емітерного переходу і тому її шкідливий вплив може проявлятися тільки на дуже високих частотах, на яких значення виходить одного порядку с.
Сутність впливу ємності С е полягає в тому, що чим вище частота, тим менше опір цієї ємності, тим сильніше вона шунтирует сопротівленіe. Отже, зменшується змінна напруга на емітерний перехід, але ж саме воно управляє струмом колектора. Відповідно уменьша-ється ефект від посилення. Якщо частота прагне до нескінченності, то со-опір прагне до нуля і напруга на емітерний перехід також знизиться до нуля. Практично на менш високих частотах ємність, яка шунтуватися дуже великим опором колекторного переходу. Вже настільки сильно впливає, що робота транзистора на більш високих частотах, на яких могла б впливати ємність С е стає нецелесооб-різному. Тому вплив ємності С е в більшості випадків можна не розглядати. Отже, внаслідок впливу ємності С до на високих частотах зменшуються коефіцієнти посилення і.
Другою причиною зниження посилення на більш високих частотах є відставання по фазі змінного струму колектора від змінного струму емітера. Воно викликано інерційністю процесу переміщення носіїв через базу від емітерного переходу до колекторному, а також інерційністю процесів накопи-лення і розсмоктування заряду в базі. Носії, наприклад дірки в транзи-сторі типу p - n - p. здійснюють в базі дифузійне рух, і тому швидкість їх не дуже велика. Час пробігу носіїв через базу в звичайних транзисторах 10 -7 с, т. Е. 0,1 мкс і менше. Звичайно, це час дуже не- велике, але на частотах в одиниці, десятки мегагерц і вище воно порівнянно з періодом коливань і викликає помітний фазовий зсув між струмами колектора і емітера. За рахунок зсуву на високих частотах зростає змінний струм бази, а від цього знижується коефіцієнт посилення по току.
Мал. 8-2 Рис. 8-3.
Мал. 8-2 Векторні діаграми дай струмів транзистора при різних частотах.Ріс. 8-3 Зменшення коефіцієнтів і при підвищенні частоти.
Найзручніше простежити це явище за допомогою векторних діаграм, зображених на рис. 8-2. Перша з них відповідає низькій частоті, наприклад 1 кГц, на якій все струми практично співпадають по фазі, так як становить мізерну частку періоду коливань. На низьких частотах має своє найбільше значення. При більш високій частоті, наприклад 1 МГц, запазди-вання струму на час щодо струму викликає помітний фазовий зсув між цими струмами. Тепер струм бази дорівнював не алгебраїчної, а геометричній різниці струмів і і внаслідок цього він значно збільшився. Тому, навіть якщо струм ще не зменшився за рахунок впливу ємності С до, то коефіцієнт все ж стане помітно менше На ще більш високій частоті, наприклад 10 МГц, фазовий зсув зросте, ток ще більше збільшиться, а коефіцієнт зменшиться.
Таким чином, при підвищенні частоти коефіцієнт зменшується зна-ве сильніше, ніж. Коефіцієнт Знижувати від впливу ємності С к а на значення впливає ще й фазовий зсув між і за рахунок часу пробігу носіїв через базу. Звідси ясно, що схема ОЕ по срав-рівняно зі схемою ПРО має значно гіршими частотними властивостями.
Прийнято вважати граничним допустимим зменшення значень і на 30% в порівнянні з їх значеннями і на низьких частотах. Ті частоти, на яких відбувається таке зниження посилення, т. е. на яких і, називають граничними або граничними частотами посилення для схем ПРО і ОЕ. Ці частоти позначають відповідно і. Оскільки зменшується набагато сильніше, ніж, то значно нижче. Можна вважати, що
На рис. (8-3) зображений приблизний графік, що показує для деякого транзистора зменшення коефіцієнтів і з підвищенням частоти, отло-женной на графіку в логарифмічному масштабі. Для зручності по верти-кальной осі відкладені не власними і, а відносні величини і. Крім граничних частот посилення і транзистор характеризується ще максимальною частотою генерації, при якій коефіцієнт посилення за проектною потужністю знижується до 1. Очевидно, що в разі, коли, можливо застосування даного транзистора в генераторі з самозбудженням Але якщо, то генерації коливань вже не буде.
Іноді в розрахункових формулах зустрічається також гранична частота зусилля-ня струму. яка відповідає, т. е. при цій частоті транзистор в схемі з ОЕ перестає посилювати струм.
Слід зазначити, що на високих частотах відбувається не тільки изме-ня значень і, Внаслідок впливу ємностей переходів і часу пробігу носіїв через базу, а також процесів накопичення і розсмоктування заряду в базі власні параметри транзистора на високих частотах через змінюються і вже не є чисто активними опорами. Змінюються також і всі інші параметри.
Поліпшення частотних властивостей транзисторів, т. Е. Підвищення їх граничних частот посилення і, досягається зменшенням ємності колекторного переходу С до і часу пробігу носіїв через базу. На жаль, сни-ються ємності шляхом зменшення площі колекторного переходу призводить до зменшення граничного струму. т. е. до зниження граничної потужності. Деяке зниження ємності С до досягається зменшенням концентрації домішки в колекторі. Тоді колекторний перехід стає товщі, що рав-ноценно збільшення відстані між обкладинками конденсатора. Ємність умень-шается, і, крім того, при більшій товщині переходу збільшується напругу пробою і це дає можливість підвищити потужність. Але зате зростає опір області колектора і в ній втрати потужності будуть більше, що особливо небажано для потужних транзисторів. Для зменшення намагаються зробити базу дуже тонкої і збільшити швидкість носіїв в ній. Але при більш тонкої базі доводиться знижувати напругу, щоб при збільшенні товщини колекторного переходу не сталося «прокол бази». Електрони при дифузії є більш рухливими, ніж дірки. Тому транзистори типу n - p - n при інших рівних умовах є більш високочастотними, ніж транзистори типу p - n - p. Більш високі граничні частоти можуть бути отримані при використанні напівпровідників, у яких рухливість носіїв вище. Збільшення швидкості пробігу носіїв через базу досягається також в тих транзисторах, у яких в базі створено електричне поле, що прискорює рух носіїв.
7. Робота біполярного транзистора в імпульсному режимі
Транзистори широко застосовуються в різних імпульсних пристроях. Робота транзисторів в імпульсному режимі, інакше званому ключовим або режимом перемикання, має ряд особливостей.
I до I Бmax
T2
I Б2
I до max
T1
Uк-е
Мал. 9-1. Визначення параметрів імп ульсного режиму транзисторів з п омощь вихідних характеристик.
Розглянемо імпульсний режим транзистора за допомогою його вихідних ха-рактерістік для схеми ОЕ. Нехай в ланцюг колектора включений резистор навантаження. Відповідно до цього на рис. (9-1) побудована лінія навантаження. До надходження на вхід транзистора імпульсу вхідного струму або вхідної напруги тран-зістор знаходиться в замкнутому стані (в режимі відсічення). В цілі колектора проходить малий струм (в даному випадку наскрізний струм) і таким чи-тельно, цей ланцюг наближено можна вважати ра-зомкнутой. Напруга джерела майже всі повністю докладено до транзистора.
Якщо на вхід поданий імпульс струму, то транзистор переходить в режим насичення і працює в точці. Виходить імпульс струму колектора, дуже близький за значенням до. Його іноді називають струмом насичення. В цьому режимі транзистор виконує роль замкнутого ключа і майже вся напруга джерела падає на, а на транзисторі є лише дуже невелике залишкову напругу в десяті частки вольта, зване напругою насичення.
Хоча напруга в точці не змінило свій знак, але на самому кол-лекторном переході воно стало прямим, і тому точка дійсно відповідає режиму насичення. Покажемо це на наступному прикладі. Нехай є транзистор p - n - p і, а напруга на базі. Тоді на колекторі по відношенню до бази буде напруга, тобто на колекторному переході пряму напругу 0,3 В.
Звичайно, якщо імпульс вхідного струму буде менше, то імпульс струму колектора також зменшиться. Але зате збільшення імпульсу струму бази понад практично вже не дає зростання імпульсу вихідного струму. Таким чином, можливе максимальне значення імпульсу струму колектора
(9.1)
Крім, і імпульсний режим характеризується також коефіцієнтом посилення по току В, який на відміну від визначається не через збільшення струмів, а як відношення струмів, відповідних точці:
(9.2)
Інакше кажучи, є параметром, що характеризує посилення малих сигналів, а В відноситься до посилення великих сигналів, зокрема їм-пульсов, і за значенням дещо відрізняється від.
Параметром імпульсного режиму транзистора служить також його опору-тивление насичення (9.3)
Значення у транзисторів для імпульсної роботи зазвичай складає одиниці, іноді десятки Ом.
Аналогічно розглянутій схемі ОЕ працює в імпульсному режимі і схема ПРО.
Мал. 9-2. Спотворення форми імпульсу струму транзистором.
Якщо тривалість вхідного імпульсу у багато разів більше часу перехідних процесів накопичення і розсмоктування за-рядів в базі транзистора, то імпульс вихідного струму має майже таку ж тривалість і форму, як і вхідний імпульс. Але при коротких імпульсах, т. Е. Якщо становить одиниці мікросекунд і менше, може спостерігатися значне спотворення форми імпульсу вихідного струму і збільшення його длитель-ності.
Для прикладу на рис. (9-2) показані графіки ко-Ротко імпульсу вхідного струму прямокутної фор-ми і імпульсу вихідного струму при включенні тран-зістора за схемою ПРО. Як видно, імпульс колектив-торного струму починається з запізненням на час (час затримки), що пояснюється кінцевим часом пробігу носіїв через базу. Цей струм наростає поступово протягом часу (тривалості фронту), що становить помітну частину. Таке пості-пінне збільшення струму пов'язано з накопиченням носіїв в базі. Крім того, носії, інжектованих в базу на початку імпульсу вхідного струму, мають різні швидкості і не всі відразу досягають колектора. Час + є-ється часом включення. Після закінчення вхідного імпульсу за рахунок розсмоктування заряду, який накопичився в базі, ток триває деякий час (час розсмоктування), а потім поступово спадає протягом ча-мени спаду. Час + є час вимикання. В результаті імпульс колекторного струму значно відрізняється за формою від прямокутного і рас-тягнуть в часі в порівнянні з вхідним імпульсом. Отже, за-сповільнює процес включення і виключення колекторної ланцюга, затягується час, протягом якого ця ланцюг знаходиться в замкнутому стані. Інакше кажучи, за рахунок інерційності процесів накопичення і розсмоктування заряду в базі транзистор не може здійснювати досить швидке включення і виключення, т. Е. Не забезпечує достатню швидкодію ключового режиму.
На рис.(9-2) показаний ще графік струму бази, побудований на підставі співвідношення. Як видно, струм цей має складну форму.
Спеціальні транзистори для роботи короткими імпульсами повинні мати малі ємності і тонку базу. Як правило, це малопотужні дрейфові транзистори. Щоб швидше розсмоктувався заряд, що накопичується в базі, в неї додають в невеликій кількості домішки, що сприяють швидкої рекомбінації накопичених носіїв (наприклад, золото).
8. Математична модель біполярного транзистора.
Загальна еквівалентна схема транзистора, використовувана при отриманні математічес-кою моделі, показана на ріс.10-1. Кожен p - n-перехід представлений у вигляді діода, а їх взаємодія відображено гені-ратора струмів. Якщо емітерний pn-перехід відкритий, то в ланцюзі колектора буде протікати струм, дещо менший емітерного (через процес рекомбінації в базі). Він забезпе-чується генератором струму. Індекс N означає нормальне включення. Так як в загальному випадку можливо і інверсне включення транзистора, при якому колекторний p - n-перехід відкритий, а емітерний зміщений у зворотному направ-лення і прямому колекторного струму відповідає емітерний струм, в еквівалентну схему введено другий генератор струму, де - коефіцієнт передачі колектив-торного струму.
Таким чином, струми емітера і колектора в загальному випадку містять дві складові: інжектіруемого (або) і збирається
(Або):
, (10.1)
Емітерний і колекторний p - n-переходу транзистора аналогічні p - n-переходу діода. При роздільному підключенні напруги до кожного переходу їх вольтамперная харак-теристика визначається так само, як і в випадку діода. Однак якщо до одного з p - n -переходів прикласти напругу, а висновки іншого p - n-переходу замкнути між собою накорот-ко, то струм, що протікає через p - n-перехід, до якого прикладено напругу, збільшиться через зміни розподілений -ня неосновних носіїв заряду в базі. тоді:
, (10.2)
де - тепловий струм емітерного p - n-переходу, виміряний при замкнутих накоротко виводи-дах бази і колектора; - тепловий струм колекторного p - n-переходу, виміряний при за-мкнутих накоротко висновках ба-зи і емітера.
Мал. 10-1. Еквівалент ная схема ідеалізованого транзистора
Зв'язок між тепловими струмами p - n -переходів, включених роздільно, І тепловими струмами, отримаємо з (10.1 і 10.2). Нехай. Тоді. При. Підставивши ці вирази в (10.1), для струму колектора отримаємо.
Відповідно для маємо
Токи колектора і емітера з урахуванням (10.2) приймуть вид
(10.3)
На підставі закону Кирхгофа струм бази дорівнює:
(10.4)
При використанні (10.1) - (10.4) слід пам'ятати, що в напівпровідникових транзисторах в найзагальнішому випадку справедливо рівність
(10.5)
Вирішивши рівняння (10.3) відносно, отримаємо
(10.6)
Це рівняння описує вихідні характеристики тран-зістора.
Рівняння (10.3), вирішені щодо, дають висловлю-ня, що характеризує ідеалізовані вхідні характеристи-ки транзистора:
(10.7)
У реальному транзисторі крім теплових струмів через переходи протікають струми генерації - рекомбінації, канальні-ні струми і струми витоку. Тому ,,, як правило, невідомі. У технічних умовах на транзистори зазвичай приводять значення зворотних струмів p - n -переходів,. визначені як струм відповідного переходу при непідключеному виведення іншого переходу.
Якщо p - n-перехід зміщений у зворотному напрямку, то замість теплового струму можна підставляти значення зворотного струму, т. Е. Вважати, що і. У першому наближенні це можна робити і при прямому зміщенні p - n-переходу. При цьому для кремнієвих транзисторів замість слід підставляти, де коефіцієнт m враховує вплив струмів реального переходу (m = 2 - 4). З урахуванням цього рівняння (10.3), (10.5) часто записують в іншому вигляді, який більш зручний для розрахунку ланцюгів з реальними транзисторами:
(10.8)
(10.9)
(10.10)
де.
Розрізняють три основні режими роботи біполярного транзистора: активний, відсічення, насичення.
В активному режимі один з переходів біполярного тран-зістора зміщений в прямому напрямку прикладеним до нього зовнішнім напругою, а інший - в зворотному напрямку. Відповідно в нормальному активному режимі в прямому напрямку зміщений емітерний перехід, і в (10.3), (10.8) напруга має знак «+». Колекторний перехід зміщений у зворотному напрямку, і напруга в (10.3) має знак «-». При інверсному включенні в рівняння (10.3), (10.8) слід підставляти протилежні полярності напруг,. При цьому відмінності між інверсним і активним режимами носять тільки кількісний характер.
Для активного режиму, коли і (10.6) запишемо у вигляді
.
З огляду на, що зазвичай і, урав-ня (10.7) можна спростити:
(10.11)
Таким чином, в ідеалізованому транзисторі струм колектора і напруга емітер-база при певному значенні струму не залежать від напруги, прикладеного до колекторного переходу. Насправді зміна напруги змінює ширину бази через зміну розмірів колекторного переходу і відповідно змінює градієнт концентрації неосновних носіїв заряду. Так, зі збільшенням ширина бази зменшується, градієнт концентрації дірок в базі і ток збільшуються. Крім цього, зменшується ймовірність рекомбінації дірок і збільшується коефіцієнт. Для обліку цього ефекту, який найбільш сильно проявляється при роботі в активному режимі, у вираз (10.11) додають додаткове доданок
(10.12)
- диференційний опір замкненого колекторного p - n-переходу.
Вплив напруги на струм оцінюється за допомогою коефіцієнта зворотного зв'язку по напрузі
,
який показує, у скільки разів слід змінювати напруги-ня для отримання такого ж зміни струму, яке дає зміна напруги. Знак мінус означає, що для забезпечення = const збільшення напруг повинні мати протилежну полярність. Коефіцієнт досить малий (), тому при практичних розрахунках впливом колекторного напруги на емітерний часто нехтують.
У режимі глибокої відсічення обидва переходу транзистора зміщені у зворотному напрямку за допомогою зовнішніх напружень. Значення їх модулів повинні перевищувати. Якщо модулі зворотних напруг прикладених до переходів транзистора виявляться менше, то транзистор також буде знаходитися в області відсічення. Однак струми його електродів виявляться більше, ніж в області глибокої відсічення.
З огляду на, що напруги і мають знак мінус, і вважаючи, що і, вираз (10.9) запишемо у вигляді
(10.13)
Підставивши в (10.13) значення, знайдене з (10.8), і розкривши значення коефіцієнта А, отримаємо
(10.14)
що, а, то вирази (10.14) істотно спростяться і приймуть вид
(10.15)
де;
З (10.15) видно, що в режимі глибокої відсічення струм колектора має мінімальне значення, рівне току единич-ного p - n-переходу, зміщеного в зворотному напрямку. Струм емітера має протилежний знак і значно менше струму колектора, так як. Тому в багатьох випадках його вважають рівним нулю:.
Струм бази в режимі глибокої відсічення приблизно дорівнює струму колектора:
(10.15)
Режим глибокої відсічення характеризує замкнений стан
транзистора, в якому його опір максимально, а струми
електродів мінімальні. Він широко використовується в імпульс-них пристроях, де біполярний транзистор виконує фун-кції електронного ключа.
При режимі насичення обидва p - n-переходу транзистора з по-міццю прикладених зовнішніх напружень зміщені в прямому напрямку. При цьому падіння напруги на транзисторі () мінімально і оцінюється десятками мілівольт. Режим насичення виникає тоді, коли струм колектора транзистора обмежений параметрами зовнішнього джерела енергії і при даній схемі включення не може перевищити якесь значення. У той же час параметри джерела зовнішнього сигналу взяті такими, що струм емітера істотно більше мак-симально значення струму в колекторної ланцюга:.
Тоді колекторний перехід виявляється відкритим, паде-ня напруги на транзисторі - мінімальним і не залежачи-щим від струму емітера. Його значення для нормального включення при малому струмі () дорівнює
Для інверсного включення
(10.16)
У режимі насичення рівняння (10.12) втрачає свою справед-ливість. Зі сказаного ясно, що, для того щоб транзистор з активного режиму перейшов в режим насичення, необхідно збільшити струм емітера (при нормальному включенні) так, щоб початок виконуватися умова. Причому зна-ня струму, при якому починається цей режим, залежить від струму, що визначається параметрами зовнішнього ланцюга, в яку включений транзистор.
9. Вимірювання параметрів біполярного транзистора.
Для перевірки параметрів транзисторів на відповідність тре-бованіям технічних умов, а також для отримання даних, необхідних для розрахунку схем, використовуються стандартні изме-Рітель параметрів транзисторів, що випускаються промисловістю.
За допомогою найпростішого випробувача транзисторів вимірюються коефіцієнт посилення по току, вихідна провідність і початковий струм колектора
Більш складні вимірювачі параметрів дозволяють, швидко визначивши значення,,,, транзисторів в схемах ПРО і ОЕ, оцінити, чи знаходяться данні вимірювань в межах допустимого розкиду і чи придатні випробувані транзистори до застосування за критерієм надійності.
Параметри транзисторів можна визначити також по маю-щимся в довідниках плі знятим в лабораторних умовах ха-рактеристики.
При визначенні параметрів зазвичай вимірюють зворотні струми колектора (завжди) і емітера (при необхідності) в спеціальних схемах для транзисторів - підсилювачів, працюю-чих в вихідних каскадах, і для транзисторів - перемикачів. При вимірах малих струмів використовують високочутливі мікроамперметра, які потребують захисту від перевантажень.
Необхідно виміряти також напруги,,,,.
Напруга вимірюють при заданому струмі обмежений-ном опором в колекторі, по спостереженню на екрані ос-ціллографа ділянки вольтамперної характеристики, відпо-вующего лавинному пробою. Можна також вимірювати величину вольтметром з падіння напруги на який обмежує опорі. При цьому фіксується показання приладу в мо-мент різкого зростання струму. Напруга вимірюється по зміні напрямку струму бази. Напруга між емітером і колектором фіксується в момент, коли струм бази (при цьому). Величину визначають аналогічно напрузі. При знаходженні вимірювання проводиться в схемі ОЕ в режимі насичення при заданому коефіцієнті насичення. Бажано вимірювання проводити в імпульсному режимі, щоб розсіюється транзистором потужність була мінімальною. Величи-на визначається аналогічно напрузі в схемі ОЕ.
Серед параметрів, що характеризують частотні властивості тран-зісторов, найбільш просто виміряти величину.Для її визначенні-ня слід виміряти на частоті, в 2 - 3 рази більшою, мо-дуль коефіцієнта передачі струму в схемі ОЕ, тоді. Всі частоти, які вказуються в якості параметрів, взаємо-мосвязани і можуть бути обчислені.
При вимірі бар'єрної ємності колекторного переходу С до зазвичай використовують метод порівняння з еталонною ємністю в ко-лебательном контурі і Q-метр.
Ємність вимірюється при заданому зворотному напрузі на переході.
Важливим є вимірювання в якості параметра постійного-ної часу (зазвичай в номінальному режимі транзистора). Змінна напруга досить великої частоти (5 МГц) подається в ланцюг колектор - база та вольтметром вимірюється напруга на вході між емітером і базою. Потім в вимірювач-ву ланцюг замість транзистора включається еталонна ланцюжок RC. Змінюючи значення RC, домагаються тих же показань вольтметра. Отримане RC дорівнюватиме постійної транзистора.
Тепловий опір вимірюється за допомогою термочув-ствительность параметрів (,,) з використанням графіків залежності цих параметрів від температури. Для потужних тран-зісторов найчастіше вимірюють величину для малопотужних -
Параметр великого сигналу В вимірюється на постійному струмі (відношення /) або імпульсним методом (відношення ампли-туд струму колектора і бази).
При вимірі h-параметрів найбільші труднощі виникають при визначенні коефіцієнта зворотного зв'язку по напрузі,. Тому зазвичай вимірюють параметри,, а потім ви-яка значиться за формулами перерахунку значення. Вимірювання мало-сигнальних параметрів виробляються на частотах не більше 1000 Гц.
10. Основні параметри біполярного транзистора.
Електричні параметри.
Напруга насичення колектор-емітер при, не більше ------ 0,3 В.
Статичний коефіцієнт передачі струму в схемі з загальним емітером
при
,:
при Т = 298 К ------------ 35 - 90
при Т = 358 К ------------ 35 - 180
при Т = 228 К ------------- 15 - 90
Модуль коефіцієнта передачі струму при f = 100 МГц,,
не більше 3.
Ємність колекторного переходу при, f = 10 МГц не більше 6 пФ
Ємність емітерного переходу при, f = 10 МГц не більше --- 8- пФ
Зворотний струм колектора при не більше:
при Т = 228 К і Т = 298 К ------- 1 мкА
при Т = 358 К --------------------- 10 мкА
Зворотний струм колектор - емітер при,
не більше 100 мкА
Граничні експлуатаційні дані.
Постійна напруга колектор - емітер при - 16 В
Постійна напруга база - емітер при ------------------------------ 5 В
Постійний струм колектора:
при Т = 298 К ----------------- 10 мА
при Т = 358 К ----------------- 5 мА
Імпульсний струм колектора при, ------------ 25 мА
Постійна розсіює потужність колектора:
при Т = 228 - 298 К ----------------- 1 мВт
при Т = 358 К ------------------------ 5 мВт
Імпульсна розсіює потужність колектора, 50 мВт
Температура навколишнього середовища -------------------------- Від 228 до 358 К
Максимально допустима постійна розсіює потужність колектора в мВт при Т = 298 - 358 К визначається за формулою:.
графіки:
Рис 12-1 Вхідні х арактеристик.
Рис 12-2. Залежність зворотного струму колектора від температури.
Рис 12-3. Залежність статичного коефіцієнта передачі струму від напруги колектор-емітер.
Рис 12-4. Залежність статичного коефіцієнта передачі струму
від струму емітера.
11. Застосування біполярних транзисторів в електронних схемах.
Даний радіомікрофон призначені-чен для озвучування заходів, і т. Д. Пристрій працює в УКХ діапазоні на частоті 87,9 МГц, спеціально відпові-денної для радіомікрофонів, і його сигнали приймають на звичайний радіо-мовлення приймач з діапазоном УКХ-2. Дальність дії радіоміст-крофона в межах прямої відімос-ти - понад 200 м.
Схема і принцип дії. Схема радіомікрофона приведена на рис. 13-1. Передавач зібраний на транзисторі VT4 по однокаскадного схемою. Таке рішення для мініатюрного пристрою, яким є радіомікрофон, виправдано, так як використання в передавачі окремих-но, що задає і вихідного каскаду призводить до зниження його еконо-мічності і зростанню габаритів.
Як відомо, частота LC-генератора, що працює в області 100 МГц, су-громадської залежить від напруги живлення.
Пере-датчик містить два контури - контур L1C9C10C12C13VD2, що задає частоту генератора, і вихідний контур L3C15C16, пов'язаний з антеною. Це підвищує стабільність генерованої частоти.
Ставить контур підключений до тран-зістору VT4 за схемою Клаппа. Вплив через трансформаційних змін параметрів транзистора VT4 при зміні напруги живлення на задає контур введено до мінім-му вибором малого коефіцієнта вклю-чення транзистора в контур (визначає-ся ємністю конденсаторів СЮ, С12,
С13). Для підвищення температурної стабільності частоти застосовані кон-денсатори С9, СЮ, С12, С13 з малим ТКЕ, а коефіцієнт включення в задаю-щий контур варикапа VD2 невеликий через малу ємність конденсатора С9.
Вихідний П-коктур дозволяє злагоди-пхати антену з виходом транзистора
VT4 і покращує фільтрацію вищих гармонік. Вихідний контур на-стрункий на частоту другої гармоніки за-дає контуру. Це зменшує впливав-ня вихідного контуру на задає контур через ємність переходу колектив-тор - база транзистора VT4, завдяки чому покращується стабільність частоти передавача. За рахунок усіх цих заходів догляд частоти передавача при зміні напруги живлення від 5 до 10 В не-великий і підстроювання приймача в про-процесі роботи не потрібно.
Звуковий сигнал з електретного мік-рофона ВМ1 надходить на вхід мікро-фонного підсилювача, зібраного на опе-раційному підсилювачі (ОУ) DA2. Харчування мікрофон отримує через резистор R1 і розв'язує ланцюг R5C2. Для сни-вання споживаної потужності на міс-ті DA2 використаний мікропотужний ОУ К140УД12. Резистор R10 задає потреб-ється струм ОУ близько 0,2 мА. Великої потужності від мікрофонного підсилювача не потрібно, тому що він навантажений на варікап, а потужність управління вари-Капом, що представляє собою обратносмещенного діод, вкрай мала R7 і опір участ-ка стік - витік польового транзистора VT1 утворюють ланцюг негативного об-зворотного зв'язку, визначальною коефі-цієнт посилення мікрофонного підсилите-ля. Канал польового транзистора VT1 служить регульованим опором в системі АРУ. При напрузі за-твор - витік, близькому до нульового, з-опір каналу - близько 1 кОм і ко-коефіцієнт посилення мікрофонного підсилювача близький до 100. При віку-ванні напруги до 0,5 ... 1 В сопротив-ня каналу підвищується до 100 кОм а коефіцієнт посилення мікрофонного підсилювача зменшується до 1. Це забезпе-безпечує майже незмінний рівень сигналу на виході мікрофонного підсилювача при зміні рівня сигналу на його вході в широких межах.
Конденсатор С4 створює спад АЧХ мікрофонного підсилювача в області високих частот для зменшення глибини модуляції на цих частотах і запобігання-обертання розширення спектра сигналу передавача. Конденсатор СЗ блокує-ет ланцюг зворотного зв'язку підсилювача DA2 по постійному струму. Через резистор R4 на неінвертуючий вхід ОП DA2 по-ступає напруга зсуву, необ-дімое при однополярному харчуванні.
Транзистор VT3 виконує функцію детектора системи АРУ і управляє поле-вим транзистором VT1. Поріг спрацювання-ня системи АРУ встановлюється подст-роїння резистором R12. Коли сигнал з виходу мікрофонного підсилювача і отпі-рающее напруга зсуву з частини резистора R12 в сумі зрівняються з на-пряжением відкривання переходу Еміт-тер - база транзистора VT3, останній від-покривається, подаючи напругу на затвор польового транзистора VT1. Опираючись-ня каналу польового транзистора VT1 збіль-личивается, і коефіцієнт посилення мі-крофонного підсилювача зменшується.
Завдяки АРУ амплітуда сигналу на виході підсилювача підтримується практично на постійному рівні. Цей рівень можна регулювати, змінюючи ре-зістором R12 напруга зсуву транзистора VT3. Ланцюг R9C5 задає постійну часу спрацьовування, а ланцюг R8C5 - постійну часу віднов-лення системи АРУ. Для компенса-ції температурних змін напря-вання відкривання переходу емітер-база транзистора VT3 напруга на ре-зістор R12 подано з діода VD1,
Транзистор VT3, ланцюг формування порога спрацьовування АРУ R11R12VD1 і резистор R4, через який надходить зсув на неінвертуючий вхід ОП, отримують живлення від стабілізатора на-напруги DA1. Це ж напруга пода-но через резистор R14 в якості напріженія зміщення на варікап VD2. Так як ємність варикапа істотно залежить від прикладеної до нього напруги сме-щення, то до його стабільності висуваються жорсткі вимоги. Тому ста-білізатором DA1 служить мікросхема КР142ЕН19, що представляє собою ста-білізатор напруги паралельного ти-па. Вибором резисторів R2 і R3 заду-ють напругу стабілізації близько 3,5 В на виводі 3 мікросхеми DA1. Бал-ласного опором служить генера-тор струму на польовому транзисторі VT2. що підвищує економічність стабілізатора.
|
|
Рис 13-1 Електрична принципова схема радіо мікрофона.
|
|
|
12. література
1. І.П. Жеребцов «Основи Електроніки», Ленінград «Енергатоміздат» 1985 р
2. В.Г. Гусєв, Ю.М. Гусєв «Електроніка», Москва «Вища школа» 1991 р
3. В.В. Пасинків, Л.К. Чірікін «Напівпровідникові прилади», Москва «Вища школа» 1987 р
4. В.А. Батушев «Електронні прилади», Москва «Вища школа» 1980 г.
5. Морозова І.Г. «Фізика електронних приладів», Москва «Атомиздат» 1980 г.
6. Напівпровідникові прилади. Транзистори. Довідник / за ред. М.М. Горюнова, Москва «Енергатоміздат» 1985 р
7. Лавриненко В.Ю. «Довідник пополупроводніковим приладів» Кіев1984г.
8. Манаєв Є.І. «Основи радіоелектроніки» - М. радіо і зв'язок, 1990р.
9. Степаненко І.П. «Основи мікроелектроніки» - М. Радянське радіо, 1980р.
10.Дулін В.М. «Електронні прилади» - М. Енергія, 1977р.
11. Журнал «Радіо».
Web - література
...........
|