Робота транзистора при великих рівнях сигналу

1. Робота транзистора при великих рівнях сигналу

1.1 Побудова динамічних характеристик

При високих рівнях сигналу розглянуті вище методи дослі дження, які стосуються лінійним системам, виявляються неприйнятними. Це пояснюється нелінійними залежностями між струмами і напруги нями, існуючими в ланцюгах підсилювального елемента при великих сигналах.

Для розрахунку і дослідження роботи каскаду при великих рівнях сигналу застосовуються: 1) графічний метод і 2) наближений аналітичний метод.

Графічний метод заснований на використанні статичних характе ристик підсилювального елемента, що представляють собою експери але певні нелінійні залежності між струмами і напругами в його ланцюгах, що відносяться до режиму короткого замикання (статичний режим) і є типовими (усередненими) для підсилювального елемента даного типу. Побудова динамічних характеристик дозволяє перейти до вказаних залежностей для заданих опорів навантаження і джерел сигналу при певних живлять напругах і способах їх підведення (динамічний режим роботи). Графічний метод по зволяет наочно і найбільш точно: а) вибрати вихідний режим роботи підсилювального елемента (вихідну робочу точку); б) визначити вели чини, що характеризують режим роботи при наявності сигналу (постійні і змінні напруги, струми і потужності в вихідний і вхідний ланцюгах каскаду); в) визначити величину нелінійних спотворень.

Недоліками графічного методу є деяка його громіздкість і затруднительность використання для виявлення залежностей між різними характеризують динамічний режим величинами. Крім того, графічний метод розрахунку можливий при наявності досить повних родин вихідних і вхідних статичних характеристик транзистора.

Наближений аналітичний метод заснований на ідеалізації (чи неарізаціі) статичних характеристик підсилювального елемента і знаходжу деніі усереднених значень його параметрів, які в межах викорис зуемое поля характеристик вважаються постійними величинами.

Зі сказаного випливає, що наближений аналітичний метод рас подружжя повинен використовуватися головним чином для встановлення загальних і принципових залежностей між розрахунковими величинами, в той час як для конкретних інженерних розрахунків в ряді випадків целесообраз але застосування графічного методу.

Переходячи до розгляду роботи транзистора при великих рівнях сигналу, слід мати на увазі, що існують три області поля характеристик транзистора:

1) активна область, яка визначається прямим зміщенням на еміттер-
ном р-п - ​​переході і зворотним зміщенням на колекторному р-п -
переході;

2) область відсічення, що визначається зворотним зміщенням на обох р-п
- переходах;

3) область насичення, яка визначається прямим зміщенням на обох р-
п - переходах.

На рис. 1 наведено сімейство вихідних статичних характеристик транзистора для включення ОЕ із зазначенням перерахованих областей поля характеристик.

Мал. 1. Вихідні статичні характеристики транзистора при включенні ОЕ

Кордон області відсічення 2 визначається початковим некерованим потоком I кн і практично відповідає замикання транзистора. Область насичення 3 характеризується різкими викривленнями статичних харак теристик, які отримуються при переході до струмів в напрямку проводимо сти колекторного p - n - переходу.

У режимі посилення може використовуватися тільки активна область 1, в межах якої транзистор відкритий, а між струмами колектора і бази існує залежність, близька до лінійної.

Розгляд роботи каскаду при великих рівнях сигналу з метою спрощення проводиться зазвичай для сталого режиму і деякої досить низької частоти, для якої параметри підсилювальних еле ментів можна вважати речовими величинами (наприклад, f = 1 кГц).

Опору навантаження і джерела сигналів передбачаються зазвичай активними, а впливом реактивних елементів зовнішніх ланцюгів (індуктивність трансформатора, розділові і блокувальні ємності) на частоті близько 1 кГц при правильному виборі цих елементів можна знехтувати.

Для виконання графічного розрахунку режиму необхідно на основі статичних характеристик транзистора побудувати динамічні характе ристики транзисторного каскаду. Зручно починати з побудови вихідний динамічної характеристики i ₂ = F (u _2), використовуючи для цієї мети семейст вихідних статичних характеристик транзистора, оскільки, як це буде видно з подальшого викладу, при лінійному опорі на грузки ця динамічна характеристика являє собою пряму лінію. На підставі вихідний динамічної характеристики і сімейства вхідних статичних характеристик транзистора будується вхідні Діна мическая характеристика i ₁ = F (u _1). На підставі вихідний і вхідний ді наміческіх характеристик будується прохідна динамічна характери стіки i ₂ = F (u _1), і, нарешті, на підставі цієї характеристики в повідно до опором джерела сигналів - наскрізна динамічна ха рактеристика i ₂ = F (е _іст).

Вихідна динамічна характеристика

Побудова почнемо з вихідного режиму. У цьому випадку напруга сигналу відсутня, а схема заміщення вихідний ланцюга відповідає рис. 2. Тут Е _к - напруга живлення колекторної ланцюга; R _до0 - опір навантаження колекторної ланцюга для постійного струму; R _вих - ви вихідне опір транзистора.

Очевидно, що

Е _к = i _до R _до0 + u _ке (1)

У рівнянні (1) два невідомих - i _К і u _ке. Це пояснюється тим, що u _ке ⁼ iR _вих, в той час як R _вих є нелінійним параметром, залежачи щим від положення робочої точки на поле характеристик. Для визначення цих невідомих використовуємо додатково графич скі задану залежність i _к = F (u _ке), що представляє собою статичну характеристику транзистора для обраного струму зміщення бази I _б0 (рис. 3). Рівняння (1) і залежність i _к = F (і _ке) будемо вирішувати спільно графічно. Для цієї мети представимо рівняння (1) у вигляді

Мал. 3. Статична характеристика транзистора для обраного струму

зміщення бази I _б0

i _к = - _ке +

з якого випливає, що при R _до0 = const (опір навантаженням ки) воно є рівнянням прямої, що не проходить через початок коорд ІНАТ.

Цю пряму зручно побудувати за двома наступними точкам:

а) точка i _к = 0, для якої u _ке = Е _до;

б) точка u _ке = 0, для якої i _к = .

Побудувавши за цими точкам розглянуту пряму (пряма 1 на рис. 3), отримуємо дані рішення як точку її перетину з статичною характеристикою i _к = F (u _ке), при u = I _б0 (точка А на рис. 3). Ця точка з- етветствует вихідного режиму транзистора при напрузі живлення Е _к, опорі навантаження для постійного струму До _к о, включеному безпосередньо ственно в колекторний ланцюг, і точку зміщення бази I _б о.

Отримана пряма є вихідну динамічну характеристику каскаду по постійному струму, оскільки вона построе на, виходячи з опору навантаження колекторної ланцюга по постійному струму. Зазначена динамічна характеристика дозволяє знайти падіння напруги U _{R 0,} створюване струмом I _К0 в опорі R _до0. Дійсно відс але, U _R про ⁼ I _к о з tgφ _0, де φ ₀ - кут нахилу динамічної характеристики по угношенію до негативного напрямку осі абсцис, який може бути визначений як

φ ₀ = arcctg (E _до: ) = ArcctgR _{до 0.} (2а)

Напруга, прикладена в вихідному режимі до вихідних електродів транзистора, U _ке0 = Е _к - U _{R 0} = Е _К - I _К0 R _до0. При R _до0 = 0 (режим короткого за замикання або статичний режим) φ ₀ = π / 2. При R _до0 = ∞ (режим холостого сода) φ ₀ = 0, і динамічна характеристика збігається з негативним напрямом осі абсцис.

При кінцевих значеннях R _до0 кут нахилу динамічної характеристики 0 <�φ ₀ <�π / 2, причому φ ₀ тим менше, чим більше R _до0.

Побудова вихідний динамічної характеристики для змінного струму здійснюється, виходячи з опору навантаження колекторної ланцюга R _до ~ для змінного струму, так що для цієї характеристики

φ ~ = агсс tgR _{до ~.} (2б)

У деяких випадках R _до ~ = R _до0 (точно або наближено). В інших випад ях R _до ~ _до0 (резистивний каскад) або R _{до ~>} R _до0 (трансформаторний кас кад).

З огляду на зміни струму бази, що викликаються напругою сигналу і знаходячи точки перетину вихідний динамічної характеристики каска- та для змінного струму зі статичними характеристиками транзистора при різних токах бази, можна отримати дійсні зміни соллекторного струму, що відбуваються під дією сигналу при заданих (чення опору R _до ~, напруги живлення Е _к і зміни ГЗК бази i _б.

Очевидно, що змінюючись, колекторний струм I _до при i _б = i _б0 повинен про- содіть через своє початкове значення I _К0. Отже, вихідні Діна мические характеристики по змінному і постійному струмів повинні перетинатися в вихідної робочої точки А (рис. 3).

На рис. 3 пряма 2 являє собою динамічну характеристику для змінного струму, що відноситься до випадку R _до ~ _до0. Точки її пере перетину зі статичними характеристиками транзистора для різних; значень i _б визначають зміни колекторного струму в динамічному режимі.

Слід сказати, що величина углаφ ~, що отримується на діаграмі, за- шсіт від масштабів, прийнятих в ній для струму (m _i; мА / мм) і для напруги ня (m _u В / мм), і дійсна величина цього кута може бути знайдена з виразу

φ _~ = arcctg ( _{до ~),} (2в)

г де R _{до ~} виражено в кілоомах.

Вхідна динамічна характеристика

Вхідна динамічна характеристика являє собою зависи мість вхідного струму від вхідної напруги при наявності навантаження в ви придатної ланцюга каскаду. Вона будується на основі вихідних статичних ха рактерістік транзистора і вихідний динамічної характеристики каскаду. Але так як зазвичай вхідні статичні характеристики для различ них значень u _ке розташовані дуже близько один до одного, часто за вхід ву динамічну характеристику приймають приблизно статичний ську характеристику (квазідінаміческую) для деякого значення u _ке, що відрізняється від нуля (наприклад, для u _ке = 5 В).

Вхідна характеристика застосовується для графічного визначення постійних і змінних напруг, струмів і потужностей, що відносяться до вхідного ланцюга каскаду, а також для визначення його вхідного опору лення, На рис. 4 показано, як на основі вихідний динамічної харак теристики і вхідний квазідінаміческой характеристики (приблизно відповідної вхідної динамічної) можна отримати потрібні для подальших розрахунків параметри вхідного ланцюга.

Мал . 4 Вихідна динамічна (а) і вхідні квазідінаміче ська (б) характеристики для включення транзистора ОЕ

Прохідна і наскрізна динамічні характеристики

Прохідна характеристика являє собою залежність вихідного струму від вхідної напруги i _К = F (u _бе) при наявності навантаження в вихідний ланцюга і при рівності нулю внутрішнього опору джерела сигна лов R ₁ |, тобто при порушенні каскаду від ідеального генератора ЕРС. Вона може бути легко отримана з вхідний динамічної (квазідінаміческой) і вихідний динамічної характеристик (рис. 4 а і б).

Наскрізна динамічна характеристика i _к = F (е _іст) відрізняється від про Ходнев тим, що зміни вихідного струму визначаються в ній по відношенню до ЕРС джерела сигналів, що має відмінне від нуля внутрен неї опір R _1. Внаслідок цього враховуються втрати і спотворення напруги на вході транзистора, що викликаються кінцевої величиною і не лінійністю його вхідного опору при даному значенні R _1. Для отримання наскрізний динамічної характеристики необхідно вико вать вихідну і вхідну характеристики, враховуючи, що е _іст = u _бе + i _б R ₁ (рис. 4),

Наскрізна динамічна характеристика застосовується для визначення внесених каскадом нелінійних спотворень.

2. Режими роботи транзистора

Розглянемо можливі режими роботи транзистора при посиленні симетричних сигналів. До симетричних сигналам відносять такі, для яких різновірогідні однакові відхилення напруги або струму сигналу в обидва боки від його початкового значення. До таких сигналів, по мимо г армоніческіх коливань, відносяться сигнали звукових передач, телевізійних зображень і різних імпульсних пристроїв з двосторонніми імпульсами.

Найбільш природним режимом для посилення симетричних сигна лов є режим А, сутність якого полягає в тому, що вихідна робоча точка вибирається на середині лінійної ділянки наскрізної динамічною характеристики. Доцільність такого вибору вихідної робочої точки при симетричних сигналах очевидна, тому що при цьому ограни чения лінійного ділянки характеристики по максимуму і по мінімуму наступають одночасно при найбільшій амплітуді напруги си ла.

У транзисторному каскаді обмеженням по мінімуму є допус тімое найбільше значення вихідного струму при максимальній темпера турі або найменше значення напруги, відповідне переходу до області насичення. Обмеженням по мінімуму є початок іскри лення (загину) наскрізний динамічної характеристики в області малих струмів.

Робота транзистора в режимі А для схеми ОЕ пояснюється рис. 5.

Рис.5 Режим А

Тут вихідна зміщуються ЕРС між базою і емітером Е _бе0 обрана таким чином, що вихідний колекторний струм 1 _до0 знаходиться на середині використовуваного лінійного ділянки характеристики (I _К0 = - ).

При синусоидальном зміні ЕРС джерела сигналів з амплітудою Е _{бе m} колекторний струм змінюється також синусоидально з амплітудою I _{до m.} Режим А є найбільш універсальним режимом роботи. Він застосовується при симетричних сигналах в каскадах попереднього посилення, а також в предоконечних і кінцевих каскадах при невеликих потужностях підсилювача (зазвичай до 0,5. .. 1 Вт). Основною перевагою режимі! А є мала величина нелінійних спотворень, обеспечивае травня найбільш простим способом, а саме використанням тільки линів ного ділянки характеристики. Недоліком режиму А є мала величина ККД каскаду, яка пояснюється великою постійної складової вихідного струму, яка навіть при відсутності сигналу на вході (в паузі) дорівнює I _К0, що обумовлює значну величину потужності, Рассєї ваемой в транзисторі (Р _к). ККД каскаду в загальному вигляді (для будь-якого режим роботи) визначається як

η = (3)

де Р _~ = Р ₂ - корисна потужність, що виділяється в навантаженні; Р _про - потужність, споживана від джерела живлення. Потужність, що розсіюється в транзи сторі

Р _к = Р _{0-Р ~.} (4)

З виразу (4) ясно, що найбільша потужність виділяється на транзисторі, коли Р _~ = 0, тобто при відсутності сигналу на вході, тому що

Ро = Е _до I _{до ср,} (5)

але в режимі А, як це видно з рис. 5, I _{до ср} = I _К0, а I _К0 в режимі А, як вказувалося раніше, має значну величину.

Для підвищення ККД каскаду застосовується режим В, при якому вихідна робоча точка вибирається на початку наскрізний динамічної харак теристики, тобто в точці I _К = I _КН, а зміщуються ЕРС між базою і емітте ром Е _бз0 ≈ 0 (рис. 6). При цьому, якщо знехтувати мізерно малим струмом I _КН, можна вважати, що колекторний струм проходить через транзистор тільки протягом одного напівперіоду, і тому кут відсічення в режимі θ _В = тс / 2 (рис. 6).

Мал. 6. Режим В

Тому неспотворене відтворення симетричного сигналу при апі періодичних характер навантаження можливо тільки при використанні двотактної схеми кінцевого каскаду.

У режимі В коефіцієнт корисної дії (η) збільшується, по-перше, за рахунок кращого, в порівнянні з режимом А, використання тран зістора по току (I _{до max В>} I _{до mA),} завдяки чому корисна потужність

P _~ = I _{до max} U _{до m} (6)

виявляється більше, ніж Р _~ в режимі А, а, по-друге, в паузі, тобто при відсутності сигналу на вході, від джерела живлення потужність не споживаючи ється практично взагалі відповідно до (5), тому що I _К0 = 0, а середній струм I в режимі В можна вважати приблизно рівним I _{кт max} / π. Потужність, споживана від джерела живлення Р _про при наявності сигналу на вході, визна виділяється середнім струмом і виявляється приблизно рівною Е _К I _{До пор.}

Таким чином, по відношенню до енергетичних показників режим В має безсумнівні переваги в порівнянні з режимом А. недостат кому режиму В є більше спотворення сигналу. Крім того режиму У притаманні специфічні спотворення типу «центральної відсічення», обумовлені тим, що транзистори в плечах двотактного кінцевого кас када можуть мати ідентичні параметри (наприклад, коефіцієнт уси ления по току β або початковий колекторний струм), що порушує строгу черговість роботи транзисторів і призводить до деякого запізнювання колекторного струму в плечах двотактної схеми. Сказане пояснюється графіком на рис, 7.

Мал. 7. Спотворення типу «центральної відсічення»

Для того, щоб зберегти енергетичні переваги режиму В і уникнути спотворень типу «центральної відсічення», використовують режим АВ, при якому збільшують ЕРС зміщення Е _бе0 і робочу точку (р.т.) ви водять на якийсь початковий ділянку наскрізний характеристики, пропустивши через транзистор у вихідному режимі невеликий струм спокою I _к0. У цьому слу чаї ви модною струм проходить через транзистор більш ніж протягом полови ни періоду, тобто кут відсічення θ ^ав> π / 2 (рис. 8).

ККД в режимі АВ дещо менше, ніж в режимі В в силу того, що при відсутності сигналу на вході (в паузі) від джерела живлення потреб ляется потужність Р ₀ = I _К0 Е _к. Потужність, споживана від джерела пита ня при наявності сигналу на вході так само, як і в режимі В, визначається середньому струмом, вираз (5).

Мал. 8 Режим АВ

Розглянуті режими роботи транзистора використовуються при безпосередньому (прямому) посилення, тобто при посиленні сигналів без їх перетворення.

література

1. Вайсбурд Ф.І., Панаєв Г.А., Савельєв Б.Н. Електронні прилади і підсилювачі. Підручник для технікумів. М .: Радио и связь, 1987.-472 с .: іл.

2. Бессчетнова Л.В .. Кузьмін В.І., Малінін С.І. Схемотехніка аналогових електронних пристроїв: Письмові лекціі.- СПб .: СЗТВ, 205-128с.